高级门驱动器IC技术可提高同步整流器应用的效率
当今众多高频率与高效率同步整流器应用均需要强大可靠的门驱动电路,该电路可将具有快速切换转换及轨对轨输出电压摆动的高峰值电流传递到大型电容性负载中。在大多情况下,设计人员会添加外部MOSFET驱动器集成电路 (IC) 来完成这一任务,这种方法在业界中非常普遍。
采用全套 MOSFET 制造工艺为出发点在最初看来可能是门驱动器 IC 的最佳选择,但实际上,采用结合 MOSFET 结构的组合型高速双极工艺技术才能达到卓越的性能,并且还可提供 MOSFET 制作工艺所具有的低静态电流、短传播延迟以及轨对轨输出摆动等全面优势。但主要优势 在于利用无阻抗的双极晶体管来切换高电流负载。
众多基于 MOSFET 的门驱动 IC 通常要求特定的额定峰值电流,例如 6A。此处会造成这样的假象：设计人员可能会被误导,认为驱动器能在整个开关间隔期间提供6A的额定峰值电流,但真实情况并非如此。对数据手册的详查将显示更有意义且更量化的输出切换阻抗。例如,6A 峰值电流器件的测试条件可能规定为12VDC 的电源电压。这会转换成 12V / 6A 或2欧姆 25℃ 的输出驱动器阻抗。但只有当驱动器与负载均为电源电压的相反极值时,驱动器才会提供 6A 的电流。具体说来,在启动时,输出为低电压,而驱动器启动时正极电源轨的"高值"达到 12V。反之亦然,关断时,负载已达到电源电压,而低端的内部驱动晶体管开始将输出拉低,到达低电平。
问题是采用这种方式的额定驱动器会产生某些误导,例如在最需要峰值电流时（达到 MOSFET 的 "米勒"平坦区阈值）可处理的峰值电流量为多少。由于针对这一数值所采用的近似值为 6V,因此由该驱动器所提供的峰值电流被限制在电源轨与输出（由驱动器晶体管阻抗分压形成的）二者间电压电位的差值上。因此若采用先前确定的2欧姆,则在"米勒"平坦区阈值交叉时可获得的峰值电流为 12V-6V / 2 欧姆,或 3A！这只是在周围环境温度测试条件下。因为驱动器 IC 的温度会升高,并且由于其电阻特性的正温度系数而导致的内部阻抗增加,因此可进一步将峰值电流能力降低近一半,从而相应的值为1.5A。
真正的驱动
TI的新系列TrueDriveTM 门驱动器 IC 结合了双极与 MOSFET 工艺,这样可使两种工艺均趋近完美。UCC37321/2 9A 门驱动器 IC 的双极部分在主要切换的米勒平坦区可提供额定电流。具体说来,当这些新型驱动器的输出端驱动6V负载时,这些新型驱动器的电流为全额定电流。当每次繁重的双极切换也与 MOSFET 器件并行时,MOSFET 工艺会在输出时产生高速逻辑与轨对轨摆动。双极部分可在 MOSFET 完成到电源轨转换的同时处理高电流。
Predictive Gate Drive™（这是个商标名吗？如果是的话,我们需在整篇文章中将整个短语作为专有名词使用）技术实际上可消除体二极管导电的必要
MOSFET导通电阻是导致同步整流器应用中功率损失的主要原因。在众多情况下,由次之的是低端或整流 MOSFET的体二极管导电导致的设计中功率损失。一般来讲,这种情况每个开关周期会发生两次,在启动整流开关导通前会发生一次,在关断整流开
